高效的LLC谐振变换器变模式控制策略

潘海燕;贺超;蒋友明;陈国柱

【摘 要】提出了LLC谐振变换器采用频率调制(FM)和脉冲宽度调制(PWM)的变模式控制策略.输入额定电压时变换器采用FM控制以获得最大性能效率;输入电压降低时,采用非对称占空比PWM控制使变换器处于反激变换模式,获得最大电压增益;在输入电压较高或负载较轻时,采用对称占空比PWM控制,实现全负载范围内开关管零电压开关(ZVS)和整流二极管零电流开关(ZCS),降低开关损耗.对变模式控制策略工作模式以及特性进行了分析,给出了控制方案电路框图.实验结果验证了变模式控制策略的可行性,变换器获得了更高性能效率和更高功率密度.

【期刊名称】《电力自动化设备》

【年(卷),期】2015(035)001

【总页数】8页(P71-78)

【关键词】变模式控制;脉冲宽度调制;频率调制;ZVS;ZCS;LLC谐振变换器;变换器

【作 者】潘海燕;贺超;蒋友明;陈国柱

【作者单位】浙江大学电气工程学院,浙江杭州310027;台州职业技术学院电子电气

工程系,浙江台州318000;浙江大学电气工程学院,浙江杭州310027;台州职业技术学院电子电气工程系,浙江台州318000;浙江大学电气工程学院,浙江杭州310027

【正文语种】中 文

【中图分类】TM46

0 引言

随着消费电子产品如LED驱动、液晶电视（LCD TV）等设备的迅速增长，要求开关电源具有较高的性能效率和功率密度。与一般软开关变换器相比，LLC谐振变换器能实现开关管零电压开关（ZVS）和一定条件下整流管的零电流开关（ZCS），拓扑结构元器件数量少，谐振储能元件容易集成到变压器中，具有很高的变换效率，获得了广泛的关注[1]。

LLC谐振变换器常规采用可变频率调制（FM）技术，即占空比固定为1／2的脉冲宽度调制（PWM）信号对称驱动上下臂开关管，用调节开关频率的方法控制功率流到输出侧。当输入电压在较大范围内变化时，为了使谐振槽电压增益发生变化，获得稳定的输出电压，需调节开关频率偏离谐振点，这将导致LLC谐振变换器性能和效率的降低[2]。为了实现LLC谐振变换器在足够电压调整率下更高的负载效率，许多文献提出了各种优化方案，如三电平控制技术[3]、同步整流技术[4]和参数优化设计[1-5]等。在控制策略优化上，文献[6]添加了由PWM控制的辅助电路，获得了轻载效率的改善；文献[7-8]则提出了采用FM和移相PWM控制模式的混合式控制策略；文献[9]采用硬件可变连接操作不同的

拓扑结构，以满足不同的应用需要来获得效率的提升。这些控制策略的提出都会带来主电路结构变化，势必对电路的稳定性造成影响。针对这种状况，许多文献对LLC谐振槽进行深入分析，提出了参数优化方案[1，2，5，10-12]。 分析过 程表明，变换器品质因 数 Q和变压器励磁电感与谐振电感的比值K是直接影响LLC谐振变换器变换效率的关键参数，必须谨慎设计。Q取决于负载，受所选取的K值[10]，于是对LLC谐振变换器性能影响的关键因素是K值的选取，较大 K 值会带来变换器性能优化和效率提高[1，2，10-11]。

另一方面，负载固定即Q值一定时，低K值可以获得相同增益范围下更窄的开关频率，这有利于优化变压器尺寸，也便于设计控制电路，于是变换器希望选取较小K值和低励磁电感值，折中的结果导致了工业应用中K值选取普遍不高[1]。低K值会造成变压器低的励磁电感或高的谐振电感设计，带来更多的导通和开关损耗；并且随着负载减轻，开关频率升高，会带来更大的循环电流。

为解决上述矛盾，本文在不改变主电路结构前提下，提出了LLC谐振变换器变模式控制策略：额定输入电压附近采用常规的FM控制方式，利用频率改变电路增益，以获得最大的性能效率；输入电压跌落较低时，半桥开关管采用占空比分别为D、1-D，频率固定为最小开关频率fmin的非对称PWM控制方式调节电路增益，避免变换器开关频率低频化；当输入电压升高或负载减轻时，开关管采用占空比为D、频率固定为 fr的对称PWM控制方式调节电路增益，避免变换器开关频率高频化。根据不同输入电压条件切换3种工作模式，能有效缩小开关频率工作范围，降低开关损耗和导通损耗，并设计较大的励磁电感，提高K值，在全负载范围内，实现效率的全面提升，获得更高的功率密度。

1 3种控制模式

半桥 LLC谐振变换器电路如图1所示，图中Q1、Q2为开关管VT1、VT2的驱动控制信号，常规FM控制模式下变换器电压增益如式（1）所示[13]。

图1 半桥LLC谐振变换器Fig.1 Half-bridge LLC resonant converter

其中，为励磁电感与谐振电感比值，fr=为为Lr和 Cr的谐振频率，电路品质因数，Lm为励磁电感，Lr为谐振电感，Cr为谐振电容，Ro为负载电阻。由式（1）得到谐振槽取不同Q、K值时的归一化增益曲线如图2所示，在相同电压增益范围（Uo=GUin（Gmin≤G≤Gmax））下，频率变化范围Δf由K、Q决定。

图2 常规LLC谐振变换器归一化增益特性曲线Fig.2 Normalized gain characteristic curves of conventional LLC resonant converter

1.1 FM控制模式

额定输入时采用FM控制模式，其操作策略与常规FM控制一样，即占空比为1／2的PWM信号对称驱动上下臂开关管，用调节开关频率的方法控制功率流到输出侧。FM工作模式较多文献已有介绍，在此不赘述。其直流电压增益公式由式（1）决定，控制信号和谐振槽、整流二极管的关键电流波形见图3（a）。

1.2 非对称PWM控制模式

输入电压较低时采用非对称PWM控制模式，开关控制信号、关键电流波形见图 3（b），图中，I′为偏置电流，n为变压器匝比。其工作模态如下。

图3 变模式控制下的关键电流波形Fig.3 Key current waveforms of variant mode control

设开关管 VT1、VT2占空比分别为 1-D、D，其中0≤D≤1／2，K 取值较大后，Lm≫Lr。由伏秒平衡知，谐振电容 Cr上的电压 uCr幅度固定为（1-D）Uin，故当VT1导通时，变压器主边电压uPri幅度为UPriQ1=DUin；当VT2导通时，变压器主边电压uPri幅度为UPriQ2=-（1-D）Uin。有功率流到输出侧时，变压器主边电压会因整流二极管导通被箝位在。 因此，若D取值使均大于，则变压器主边耦合到副边的电压可使整流二极管VD1、VD2均正向导通；当D取值使时，变压器主边耦合到副边的电压仅使整流二极管VD2正向导通，VD1因为反向偏置而关断。因此，能量仅通过VT2和谐振槽、变压器T、整流二极管VD2向后级传输，负载电流仅来自于VD2的整流电流。此时，电路的工作状态与半桥反激式变换器一样，因此，可以得到直流电压增益公式为[14]：

其中，0≤D＜1 ／2；T=1 ／f；ωr=2πfr；特性阻抗 Zr=2πfrLr。

1.3 对称PWM控制模式

输入电压较高或负载较轻时采用对称PWM控制模式，对称PWM具有与FM同样的上下臂对称驱动形式，关键电流波形如图 3（c）所示，图 3（c）中，a=D ／fr，D≤1 ／2。 当开关频率为 fr、占空比为 D 的PWM信号控制开关管时，通过傅里叶分解，Uin

输入到谐振槽的基波分量幅度为：

而FM模式时基波分量幅度为。 于是对称PWM模式的直流电压增益为：

对称PWM工作模态分析如下：

a.t0时刻，驱动信号Q2关断，励磁电流iLm反向，开始线性上升，谐振电流iCr按谐振频率fr上升，iCr＞iLm，整流侧二极管VD1导通，输出端获得了能量，而由于占空比的存在，此时驱动信号Q1并未到来；

b.在iCr过零前的t1时刻，施加驱动信号Q1；

c.由于iCr相比于额定负载时低，iCr=iLm发生在到达半周期前的t2时刻，此时VD1截止，能量从输入级到输出级被隔断，iCr和iLm串接，谐振槽按频率fr2=谐振，VD1实现了 ZCS；

d.t3时刻，驱动信号Q1关断，iLm反向，开始线性下降，iCr按谐振频率fr下降，iCr＜iLm，整流侧二极管VD2导通整流；

e.在iCr过零前的t4时刻，施加驱动信号Q2；

f.iCr=iLm发生在到达半周期前的t5时刻，此时VD2截止，能量从输入级到输出级被隔断，iCr和iLm串接，谐振槽按频率fr2谐振，VD2实现了ZCS；

g.t6时刻，驱动信号Q2关断，iLm反向，进入下一工作周期。

对称PWM实现了整流侧ZCS，如果驱动信号能确保在谐振电流过零前施加，则开关管ZVS也能实现，对称PWM的ZVS由占空比D取值范围来保证。

如图4所示，设输入电压与谐振电流相位差为Δθ。Δθ＞0才能保证谐振槽输入阻抗呈感性，实现开关管的ZVS。开关频率为fr2时，Δθ=0。对称PWM模态下，开关频率为fr，调节占空比D使开关管开通时间a发生变化，必须满足条件，才能实现ZVS。其中，。因此，D应满足下式条件：

图4 对称PWM模式下占空比D的范围Fig.4 Range of D in symmetric PWM mode

2 变换器增益特性

由式（1）、（2）、（4），图 5 画出了 LLC 谐振变换器3种工作模式下的电压增益特性曲线。其中图5（a）为FM模式增益特性曲线，开关频率fmin≤f≤fr，电压增益1≤G≤GmaxFM，GmaxFM为该模式下设计所要达到的最大增益；图5（b）为额定负载时非对称PWM模式增益特性曲线，开关频率f=fmin，电压增益范围为GmaxFM≤G≤Gmax，用占空比D调节电压增益，可以通过曲线求解满足最小电压增益GmaxFM和最大电压增益Gmax的D值范围，该模式所能达到的最大电压增益随开关频率的升高而变小；图5（c）为对称PWM模式增益特性曲线，开关频率f=fr，电压增益范围为Gmin≤G≤1，增益受占空比D控制，由占空比最小值Dmin决定最小电压增益

Gmin。3种控制模式下电压增益范围为Gmin≤G≤Gmax。图5（a）曲线所选的参数与图2曲线参数相同，并在FM控制模式时给出了相同Q值、不同K值下的增益特性曲线，表明了K变化引起增益、频率变化的一种趋势。变模式控制策略使变换器频率范围缩小到fmin≤f≤fr，可实现变压器优化和取更大K值，从而改善谐振槽性能和提高效率。

图5 变模式控制策略增益特性曲线Fig.5 Gain characteristic curves of variant mode control

当开关频率小于等于谐振频率fr时，变换器初级侧关断电流由励磁电流确定。在fr处，可以实现最低的循环能量，初级侧的关断电流达到最小值，变换器实现最高效率。当开关频率高于fr时，关断电流要高于励磁电流，更大的开关损耗会降低转换器的效率，开关频率应设计为不超过fr[2]。另外，更高的母线电压有利于提高变换器效率[15]，应该将最大输入电压设计为额定输入电压，并使变换器在额定负载下增益为1[2]，因此，FM模式与对称PWM模式切换点发生在额定输入电压、开关频率为fr时。LLC谐振变换器前级一般采用工作于Boost升压模式的功率因数校正（PFC）电路，其母线电压能维持在额定输入电压附近，在关机或PFC电路失效时，输入电压有明显的下降，此时非对称PWM模式比FM模式能在较高频率处提供更大电压增益，FM模式与非对称PWM模式切换点由计算得到。设变换器电压增益范围为 Gmin≤G≤Gmax，由式（2）可以求出一个使 G′dc|max能达到 Gmax的开关频率 f，即 fmin，将 fmin代入式（1），可得到FM模式所能达到的最大电压增益GmaxFM，由GmaxFM可以求出FM模式与非对称PWM模式切换的输入电压值。 满足式（2）G′dc|max=Gmax的 f值有很多，为了缩小变换器开关频率变化范围，应该选择使FM模式开关频率变化范围最窄的的值且满足f≤fr。

3 方案实现

3.1 控制电路的实现

图6为简化后的LLC谐振变换器实现变模式控制策略电路框图，谐振槽设计成额定负载下工作于开关频率f=fr。当输入电压低于额定输入电压时，谐振槽采用频率调节增益的FM模式，开关管的驱动信号Q1、Q2占空比固定为 1／2，开关频率在 fmin≤f≤fr范围内变动以保持输出电压稳定；当输入电压较低，开关频率采用FM控制方式降到fmin仍不能满足输出稳压要求时，采用非对称PWM控制模式，固定开关频率在f=fmin，控制信号的占空比分别为1-D、D，按式（2）调节电压增益；当输入电压升高或负载减轻时，谐振槽从FM模式切换到开关频率f=fr的对称PWM控制模式，按式（5）由占空比D来调节电压增益。判断输入电压高低和负载轻重，是通过对输出端的电压检测来实现的，反馈环路使用比例积分（PI）控制算法。FM模式与对称PWM模式、非对称PWM模式间的切换是在一个开关周期结束后的死区时间内由多路开关进行的。

图6 变模式控制策略电路框图Fig.6 Block diagram of variant mode control

3.2 变压器优化

LLC谐振变换器使用变模式控制策略后，开关频率工作在较窄的范围并提升了最低开关频率，K值可取更大，可使谐振参数按文献[1-2，10-11]的优化设计方案，设计较大励磁电感值，以降低变压器主边励磁电流，并减小谐振电感值，便于与变压器磁集成。

面积积Ap能反映需要设计的变压器尺寸大小，Ap 由下式决定[15]：

其中，Kf为波形系数；Kj为电流密度；ΔB为磁通密度；f为开关频率；IrmsCr、IrmsRo分别为变压器初、次级电流有效值，其值如式（7）、（8）所示[2]。

假设 Kf、Kj、ΔB 为常数，谐振电感 Lr取定值，由式（6）得到变压器Ap值与K、f的关系见图7。在K取值较大，Ap受频率影响降低。在更高频率处，Ap几乎达到最小的常数值而不受K、f的影响。这意味着变压器的尺寸可以优化设计，获得更高的功率密度。

图7 面积积Ap值与K、f的关系Fig.7 Relationship among Ap，K and f

非对称PWM模式采用与FM模式、对称PWM模式不同的非对称控制策略，会造成变压器主边存在偏置电流I′，尽管如此，由于Lm取值较大，偏置电流较小，对变压器尺寸优化影响不会很大。

4 实验结果

为了验证本文提出的LLC谐振变换器变模式优化控制策略，制作设计了一台60W实验样机，控制部分使用Spartan-3E FPGA开发板，变换器电路的关键元件参数如表1所示。

设计输入电压为300 V时，变换器工作于谐振点fr，电压增益Gdc=1，于是变换器的最大电压增益需达到Gmax=1.87，由式（2）得fmin=52 kHz可以满足要求，代入式（1）可以得到FM模式的最大增益值为1.09，输入电压低于275 V时，FM模式切换到

非对称PWM模式。

图8为额定负载下，正常输入电压时FM控制模式关键电流波形，谐振槽工作于开关频率fr=100 kHz处，实现了开关管ZVS和整流二极管ZCS，谐振电流iCr忽略死区的影响，接近一个完整的正弦波。

表1 LLC谐振变换器元件参数Table 1 Parameters of LLC resonant converter元件或参数 型号或取值输入电压Uin 160～300 V输出电压Uo 24 V谐振频率fr 100 kHz最低开关频率fmin 50 kHz谐振电容Cr 99 nF谐振电感Lr 26 μH励磁电感 Lm 795 μH变压器匝数比 6∶1∶1开关管 IRFP460×2整流二极管 MUR410×2输出电容 Co 1000 μF／50 V

图8 FM模式下额定输入时的波形Fig.8 Waveforms of FM mode for rated input

图9为额定负载下，输入电压较低时FM控制模式关键电流波形，谐振槽开关频率降低，实现了开关管ZVS和整流二极管ZCS，电压增益大于1，效率较高。

图9 FM模式下重负载时的波形Fig.9 Waveforms of FM mode with heavy load

图10为负载较轻时对称PWM控制模式关键电流波形。开关频率维持在fr=100 kHz，控制信号有一定的占空比。VT1驱动信号关断前某时刻，iVD1到达0值实现了ZCS，此后VT1关断，谐振电流iCr相位延迟电压后开始反向下降，iVD2上升，在iCr过零前，VT2驱动信号到来，实现开关管ZVS。对称PWM控制方式使变换器在轻载时仍能实现ZCS，克服了常规FM控制方式在轻载时ZCS丢失的问题，改善了效率。

图10 对称PWM模式下轻负载时的波形Fig.10 Waveforms of symmetric PWM mode with light load

图11为额定负载下，极低输入电压时非对称PWM控制模式关键电流波形，谐振槽开关频率最低，VT1、VT2的不对称占空比控制信号使整流侧二极管只有一个能导通进行能量的传递，变换器工作于反激状态，电压增益较大，保证了输出的稳定。

图11 非对称PWM模式下低输入电压时的波形Fig.11 Waveforms of asymmetric PWM mode for low input voltage

图12（a）为变换器从100%负载切换到50%负载时的瞬态iCr电流波形，控制策略也相应从FM模式切换到对称PWM模式。图12（b）和12（c）分别对应了2种模式时的控制信号和输出电压、开关管电压应力、谐振电流波形。每半个开关周期，谐振电流和励磁电流经变压器耦合到副边的负载电流Io为：

相当于iCr和iLm在半个开关周期内围成的面积。由两图可知，50%负载时的Io面积AArea2要小于100%负载时Io面积AArea1，适应了负载的减轻。同时，开关管电压应力、输出电压没有因为模式的切换而产生振荡或跳变现象。

实验表明，变换器能根据不同的输入电压和负载条件，进行控制模式的切换，保持输出电压的稳定。在重负载时工作于FM模式，f≤fr；在极低输入电压时，开关频率固定在最小频率处，通过非对称PWM不对称占空比调节稳定输出电压，在掉电时可以实现更长时间的输出保持电压；在轻载时，开关频率固定在谐振频率fr处，通过对称PWM占空

比调节稳定输出电压，实现了开关管ZVS和整流管ZCS。

图12 FM模式切换到对称PWM模式瞬态波形Fig.12 Transient waveforms during mode changeover from FM to symmetric PWM

作为对比，保持表1参数不变，谐振参数设计为：Cr=99 nF，Lr=26 μH，Lm=217 μH，仅使用 FM 模式进行控制，两者的效率对比测试曲线如图13所示。采用高K值、大励磁电感优化设计后，变换器在额定负载处的效率得到了提升。在轻负载时，对称PWM模式因开关频率不升高就能实现整流侧二极管ZCS，获得了比常规FM控制方法更高的效率。在全负载范围内，变换器效率曲线比较平稳。在极轻负载处，由于对称PWM模式为保持开关管ZVS环境，仍持续地向谐振槽输入能量，影响了系统效率，这是在10%负载处效率不高的原因，也是极高输入电压或极轻负载时采用对称PWM控制模式的不足之处，可以按有关文献提出的BURST控制模式来解决[16]。对于较低输入电压的非对称PWM控制模式，变换器效率有所下降，主要是谐振槽处于反激状态，不是工作于高效的谐振模式。由于常规应用中，PFC电路能保证输入母线电压较高，非对称PWM控制模式不会长时间工作，因此瞬间低效率对变换器总体性能不会产生很大的影响。

图13 效率测量Fig.13 Efficiency-load characteristics

5 结论

本文针对LLC谐振变换器提出了变模式控制策略，谐振槽无需添加辅助电路，仅进行控制策略的改变，提高了变换器硬件电路的可靠性；有效地降低了轻载时的开关频率，实

现了全负载范围内开关管ZVS和整流管ZCS，减少了开关损耗；提升了获得最大增益时的开关频率，从而可以设计更小尺寸的变压器；采用大励磁电感、高K值的参数设计，优化了额定负载下采用FM模式的谐振槽参数，由此带来磁性元件、开关元件损耗降低，可以优化设计变压器，提高功率密度。实验证明，LLC谐振变换器可以实现变模式控制策略，变换器能获得更高性能效率和更高功率密度。

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