一种级联电力电子变压器直流电压平衡控制策略

电 工 技 术 学 报

TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY

Vol.32 No. 2

Jan. 2017

一种级联电力电子变压器直流电压

平衡控制策略

李 响 郝瑞祥 游小杰 王 剑 黄佳佳 龚泽宇

（北京交通大学电气工程学院 北京 100044）

摘要 基于功率反馈的双闭环功率均衡策略是级联型电力电子变压器隔离级DC-DC变换环节的一种典型控制策略。该策略优点之一是控制过程中明确了变换器传递功率指令这一变量，可以通过对其作处理来调节隔离级传递功率，进而实现多种功能。基于此提出一种改进的整流电压平衡控制策略，在DC-DC变换器各级单元功率指令上引入相应前级整流电压偏差补偿量，通过调节隔离级各单元功率分配以自动实现整流侧直流电压平衡。最后通过仿真与实验验证了这种功率指令补偿式电压平衡策略的有效性。

关键词：级联型电力电子变压器 功率指令补偿 功率匹配 电压平衡 中图分类号：TM41

A DC Voltage Balance Control Strategy for the Cascaded Power Electronic Transformer

Li Xiang Hao Ruixiang You Xiaojie Wang Jian Huang Jiajia Gong Zeyu

（College of Electrical Engineering Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China） Abstract A traditional control strategy for DC-DC converters of cascaded power electronic transformer is double closed-loop control based on real-time power feedback. One of its advantages is that the strategy brings out the power reference and makes it possible to achieve more functions through regulating the transmission power. On this basis, a novel DC voltage balance control strategy is proposed in this paper. DC voltage deviation of the input cell is added onto the power reference of relevant cell, and power allocation can be adjusted to better realize DC voltage balance automatically. Finally, simulation and experimental results verify the proposed feedforward control strategy.

Keywords：Cascaded power electronic transformer, power reference compensation, power matching, voltage balance

由于受到器件耐压等级等方面，在高电压大容量应用场合，通常需要采用多个单元进行串并联，其中模块化级联型结构是主流趋势。进入21世纪以来，级联型PET的相关成果不断推出，其电压、功率等级不断提升，控制方法也在不断优化[3-5]。

由于各级单元电路参数存在差异，级联型PET整流侧直流环节会产生直流电压不平衡现象，进而给PET系统带来一系列不利影响。因此，保证整流侧各级直流母线电压在整个运行过程中相对平衡是非常重要的。级联型PET的输入级采用单相级联H桥整流器，并进行控制。一些典型的整流电压

0 引言

电力电子变压器（Power Electronic Transformer, PET）是一种将电力电子器件和高频变压器相结合、通过电力电子变流技术实现电能变换的变压器[1]，和传统变压器相比，能够更好地实现变压、隔离、能量传递等功能，还具备可控性高，可以实现对波形、潮流、电能质量控制以及自动保护控制等优点[2]。

国家自然科学基金资助项目（51507009）。 收稿日期 2016-06-02 改稿日期 2016-08-15

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平衡策略，比如针对载波层叠PWM方式的排序法[6-8]以及针对载波移相PWM方式的脉冲补偿法[9-11]，都可以被应用到PET的输入级中。这些电压平衡策略的本质是通过调节各级整流单元充放电情况来实现对网侧吸收功率再分配，以匹配不均衡的各级输出功率，实现直流电压平衡。

由于级联型PET隔离级DC-DC变换环节的传递功率在一定程度上可控，输入级整流器的电压平衡还可以采用另一种思路，即利用DC-DC变换器的控制来调节整流侧各级输出功率大小，令其匹配相应整流单元输入功率，以实现直流电压平衡。文献[12]介绍了一种基于功率反馈的级联PET功率均衡控制策略，该策略可以直接调节各级DC-DC变换器传递功率指令，便于通过调节功率分配来平衡整流侧直流电压。

本文对上述功率均衡控制策略进行改进，在隔离级各单元功率指令中引入前级直流电压偏差，通过调节各级DC-DC变换单元的传递功率，即整流侧相应单元输出功率，实现整流侧各级输入、输出功率匹配进而保持直流电压平衡。最后，通过对上述功率指令补偿式电压平衡策略进行仿真及实验，验证了该策略的有效性。

1 级联型电力电子变压器的控制

本文所研究的级联型PET拓扑结构如图1所示。其中，输入级采用级联H桥整流器（Cascaded H-Bridge Rectifier，CHBR）结构；隔离级采用双有源全桥（Dual Active Bridge，DAB）DC-DC变换器结构，且各级变换器相互；输出级采用各单元直流母线先并联后逆变的结构。

图1 级联型电力电子变压器拓扑结构 Fig.1 Topology of the cascaded PET

从拓扑结构中可以看到，级联型PET对电能的变换是依照几个层级依次进行的，即输入级AC-DC变换、隔离级DC-DC变换以及输出级DC-AC变换。这些变换环节相对，彼此之间互为电源或负载，

因此可以单独对每个环节的控制策略进行分析。 1.1 单相CHBR控制策略

一种比较典型的n级单相CHBR控制策略[10]

如图2所示。其中u*dc为CHBR总直流电压指令，u*dcx、

udcx分别为第x单元直流电压指令值与实际值，x=1,2,…,n。I*s为交流电流幅值指令，i*

ac、iac分别为

交流电流指令值与实际值，

θ 为网侧交流电压相位，d为整流器交流端脉冲电压占空比（H桥单元交流端电压与直流电压之比，统称为占空比），Δdx、dx

分别为第x单元占空比补偿量及实际占空比，Gv(s)、Gc(s)分别为电压外环及电流内环调节器传递函数，Gb(s)为电压平衡策略调节器传递函数。

图2 级联H桥整流器控制策略框图

Fig.2 Control strategy for cascaded H-bridge rectifier

control strategy

图2上半部分为CHBR整体控制策略，其控制目标是实现直流母线总电压维持于指令值以及实现网侧电流正弦且功率因数可控；图2下半部分为相应脉冲补偿控制策略，其控制目标是实现CHBR各级单元直流电压稳定且保持平衡。

根据单相CHBR结构特点，流过各级功率单元的电流相同，通常将CHBR看作一个单级单相PWM整流器，其直流电压为CHBR各级单元直流电压之和。该整流器的控制策略采用双闭环矢量控制：外环为电压环，利用PI调节器Gv(s)实现对总直流电压的控制，保持其与电压指令值u*

dc一致；内环为电流环，利用PR调节器Gc(s)实现对交流电流的控制，使其能够无静差跟踪指令电流i*ac。最后，通过一定的调制策略可以得到CHBR各级单元驱动脉冲。

CHBR的整体控制策略只能够实现对各级单元

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直流电压之和的调节，因此需要相应的电压平衡策略来调节各级单元直流电压，使其保持平衡。图2中采用的电压平衡控制策略基于脉冲补偿方式，通过调节各单元直流电压与相应指令值间的偏差，对整流单元交流端脉冲电压进行修正，进而得到各级单元实际驱动脉冲，用以实现直流电压平衡。

根据H桥单元交流侧功率关系，有

Px=uacxiac=dxudcxiac （1）

式中，Px为第x单元从网侧吸收的功率；uacx为第x单元交流端电压。可以看到，整流单元的功率、直流电压及相应占空比之间存在密切关系。式（1）从能量角度说明了脉冲补偿式电压平衡策略的原理。

实质上，这种基于脉冲补偿的电压平衡策略是根据各级H桥自身损耗与传递功率的大小，通过修正占空比调节各级单元充放电情况，对CHBR从电网吸收的功率进行重新分配，进而动态地维持各级单元直流电压稳定与平衡。

1.2 双有源全桥DC-DC隔离变换器的控制策略

根据文献[13-15]中相关结论，电力电子变压器隔离级DAB式DC-DC变换器的传递功率满足

PUDAB=

CoUCiωLϕ⎛⎜⎝1−|ϕ|⎞

π⎟⎠

（2） 式中，UCo、UCi分别为DC-DC变换器输出侧、输入侧直流电压；ω 为变换器工作角频率；L为隔离变压器漏感；ϕ 为变换器前后两个H桥驱动脉冲移相角。根据传递功率与移相角间的关系，DC-DC变换器通常采用调节移相角的方式来调节传递功率。

对于输出侧直流母线并联的级联型PET，由于各级单元高频变压器参数间存在差异，相同移相角控制下各级传递功率也存在差异。为了实现对各级高频变压器充分利用，保证系统可靠性，同时尽量缩小整流环节各级单元等效负载间差距，通常需要采用一定的功率均衡控制策略使隔离级各单元DC-DC变换器传输功率均衡。

基于功率反馈的DC-DC变换器功率均衡控制原理[12]如图3所示。其中P*为PET隔离级总功率

指令，P*

DAB

为隔离级单个单元功率指令，G1(s)、G2(s)

分别为电压外环及功率内环的调节器传递函数，ϕx为第x单元驱动脉冲移相角，IDABx为第x单元DC-DC变换器输出电流。

该策略是一种双闭环控制策略，其中外环为电压环，利用PI调节器G1(s)实现对输出电压的控制，保持其与电压指令值

U*

Co

一致；内环为功率环，利

图3 DC-DC变换器功率均衡控制原理 Fig.3 Power balance control strategy for

DC-DC converters

用PI调节器G2(s)实现对各级单元输出功率的控制，使其能够跟踪隔离级单个单元功率指令值P*

DAB。内环反馈量采集环节对各级单元输出直流电流值进行采样，通过将其分别与输出直流、电压相乘得到各级单元传递的有功功率，作为内环反馈量参与控制。最后，控制器通过一定的调制策略对输出的各级单元脉冲移相角进行调制，得到相应单元驱动脉冲。

这种控制策略下每个DC-DC变换器单元的功率均为实际检测得到，并且直接参与了功率均衡控制，因此变换器参数差异造成的输出功率差异能够很快被消除。

此外，这种控制方法明确了变换器传递功率指令这一变量，使得控制中既可以通过各级变换器功率对指令值实时跟踪来实现功率均衡，也方便在功率指令上作处理以实现更多控制功能。

2 功率指令补偿式直流电压平衡控制

对于级联型PET的输入级CHBR来说，保持各级单元直流电压平衡是保障整流器安全可靠运行的前提。造成CHBR直流电压不平衡的因素主要有各级单元间参数差异以及各级单元所带负载差异两种情况。根据文献[16]中相关结论，单元间参数差异可以根据损耗模型作等效处理，影响各级单元直流电压不平衡的两方面因素可以统一归结为各级单元损耗存在差异。

CHBR拓扑的特点决定了其各级功率单元只能流过相同大小的电流。根据式（1）可知，在不采用任何平衡策略的情况下，当CHBR运行达到稳定状态时，各级单元所分配到的功率与其相应的直流电

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压成正比。因此，当各级单元损耗存在差异时，会发生CHBR直流电压不平衡现象。

传统CHBR电压平衡控制策略无论是基于排序轮换还是基于脉冲补偿，其本质都是调节CHBR各级单元的功率分配使其适应不同的单元损耗，使得各级单元功率与损耗相匹配，以维持直流电压平衡。

根据前文所述，级联型PET隔离级变换器采用了基于功率反馈的功率均衡控制策略，可以令各级单元传递功率跟踪相同的功率指令以实现功率均衡，换言之，各级功率单元向后传递的功率是可调节的。因此，对于级联型PET的输入级CHBR，可以通过另一种方式实现各级直流电压平衡：在PET隔离级控制中对各级DC-DC变换单元传递功率进行调节，使相应前级整流单元损耗保持一致。这种情况下，即使前级CHBR不采用任何电压平衡策略，也能够实现各级整流单元功率与损耗相匹配，进而实现直流电压平衡。

上述电压平衡控制方案可以通过在DC-DC变换器控制中加入整流侧电压调节功率指令补偿量来实现，如图4所示。在DC-DC变换器内环指令（即各级单元需要传递功率指令）上加入补偿修正，以相应整流单元直流电压UCix跟踪电压指令U*

Cix为目标，通过实际直流电压与指令的偏差调节出相应的DC-DC变换器单元功率指令补偿量，以调节其传递

图4 DC-DC变换器功率指令补偿式整流电压平衡控制 Fig.4 Rectifier DC voltage balance control with power

reference compensation for DC-DC converters

功率大小，实现前级各单元等效损耗一致，使直流电压达到平衡状态。

为了更好地对这种功率指令补偿式整流电压平衡控制方案进行分析，以辅助设计相应调节器，本文尝试建立近似模型。在建模时，需要将DC-DC控制器内环当作一个的单输入、单输出环节处理。由于内环控制主要用于使各级单元传递功率能够跟踪相应功率指令，再考虑建立近似模型时需要尽量降低模型阶数，因此可以将控制器内环近似看作一个系数为1的比例环节。

考虑到DC-DC变换器控制效果良好，输出直流电压稳定，因此可以根据变换器单元的传递功率Px得到相应直流电流idcx为

iPdcx=x

U* （3）Co

忽略DC-DC变换器的损耗，可以认为式（3）电流即为输入侧直流电流。因此，根据前级整流环节直流侧电流关系，有

iCx=iCHBRx−idcx （4）式中，iCHBRx、iCx分别为整流侧相应单元直流输出电流和电容支路电流。

根据上述分析，可以建立功率指令补偿式整流电压平衡控制的近似模型，如图5所示。其中，kp、ki为PI调节器参数，该调节器位于图4中电压平衡调节模块中。

图5 功率指令补偿式整流电压平衡控制近似模型 Fig.5 Approximate model of power reference compensation control for DC voltage balance of CHBR

根据近似模型，可以推导级联PET整流侧电压平衡的闭环传递函数为

kp

Us+

ki

Φ(s)=Cix(s)

U*CoCU*CoC

U*=

（5）Cix(s)s2+kp

ki

U*s+CoCU*CoC

根据该近似模型闭环传递函数，通过配置一定的动态性能指标，即可设计出相应调节器参数。

此外，由于这种功率指令补偿式电压平衡策略不针对输入侧CHBR各级驱动脉冲做任何处理，各

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级单元脉冲仍然保持在整流器整体控制下的状态，对于载波移相PWM方式来说，CHBR各级单元脉冲占空比仍保持一致。因此在移相后，CHBR交流端合成的多电平电压在单个控制周期内是对称的，和传统电压平衡策略下的合成多电平电压相比，其高次谐波成分明显减少。

值得注意的是，由于这种电压平衡策略对PET隔离级DC-DC变换器各级单元传递功率指令进行微调，相当于在功率已经均衡的DC-DC变换器上再次进行功率分配调整，这会造成各级DC-DC单元实际传递功率并未严格地实现均衡。但实际上，这种功率指令补偿式电压平衡策略基本上不会影响DC-DC变换器环节的功率均衡控制。

从能量角度看，CHBR各级单元传递功率的差异是造成其直流电压差异的根本原因，这种差异分为两类：CHBR单元本身损耗差异（由CHBR单元参数决定）以及CHBR单元输出功率差异（由CHBR单元所带负载决定）。对于级联PET，其隔离级功率均衡控制已经消除了CHBR单元输出功率差异，因此本文电压平衡策略所进行的功率调节是用于补偿输入侧CHBR各级单元间等效损耗差异的。相比整个DC-DC变换器传递功率，这种功率调整所占的比例极小，有时甚至小于功率均衡控制中的系统误差。因此，变换器各级单元仍然能够实现功率均衡，不会影响级联PET正常运行。

3 仿真与实验

为了验证功率指令补偿式整流侧电压平衡控制策略，本文以三级PET为例进行仿真及实验验证。为了更好地分析控制策略的效果，在模型中给各级单元配置不同参数。

首先对这种电压平衡策略进行明。输入级CHBR不采用任何电压平衡控制策略，隔离级DC-DC变换器控制中引入功率指令补偿前后CHBR各级直流电压波形如图6所示。其中，A区为DC-DC变换器未运行前整流侧单独启动运行的仿真波形，

（a）引入整流侧电压平衡功率指令补偿前

（b）引入整流侧电压平衡功率指令补偿后

图6 整流侧直流电压仿真波形

Fig.6 Simulation waveforms of DC voltages for

input stage

B区为DC-DC变换器启动后的仿真波形，隔离级DC-DC变换器在t=1s时刻启动。

从图6中可以看到，在未引入整流侧电压平衡功率指令补偿时，由于CHBR没有采用任何电压平衡控制策略，各级直流电压在运行中出现一定偏差。在引入整流侧电压平衡补偿环节后，各级直流电压具备了良好的平衡效果。两组仿真结果的对比证明了这种功率指令补偿式整流侧电压平衡策略的有效性。

本文搭建了一个简易的三级PET实验平台对上述电压平衡策略进行实验验证，实验平台如图7所示。为了观察功率指令补偿式电压平衡控制对整流侧直流电压平衡效果的影响，分别给PET实验平台三级单元配置不同的直流放电电阻，使得整流侧单元间等效并联损耗存在差异。

图7 三级PET实验平台

Fig.7 Experimental platform of a three-level PET

三级PET运行实验波形如图8所示，其中图8a、图8b为隔离级DC-DC变换器控制中引入电压平衡功率指令补偿量前、后CHBR各级直流电压波形，

图8c为采用功率指令补偿平衡算法后CHBR稳态下网侧电压及电流波形。实验中，CHBR的运行分

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为三个阶段：a阶段为不控整流运行，此时整个装置处于未启动状态，电网侧通过整流桥反并联二极管给直流电容预充一部分电量；b阶段为PET整流侧启动运行，整流控制环节不采用任何电压平衡策略，通过在直流环节加入不同的放电电阻使单元间损耗产生差异，因此该阶段直流电压出现一定偏差；c阶段为DC-DC变换器启动运行，DC-DC输出电压指令为100V，与整流侧单级电压指令保持一致。

（a）引入整流侧电压平衡功率指令补偿前CHBR直流电压

（b）引入整流侧电压平衡功率指令补偿后CHBR直流电压

（c）采用功率指令补偿算法时网侧电压、电流稳态波形

图8 三级PET运行实验波形

Fig.8 Experimental waveforms of three-level PET

从实验结果对比中可以看到，在DC-DC变换器控制中引入整流电压平衡补偿环节后，整流侧各级直流电压很快地实现了平衡，说明该控制环节能够有效地根据前级整流侧直流电压偏差情况来对各级DC-DC变换器单元传递功率大小的分配情况进行微调，进而使整流侧各级单元等效总负载达到一致以实现电压平衡控制，验证了功率指令补偿式整

流侧电压平衡控制策略的有效性。此外，由于实验中PET投入负载非常小，故稳态下网侧电流幅值不大。

根据前文分析，与传统脉冲补偿式电压平衡策略相比，功率指令补偿式电压平衡策略下CHBR交流端移相合成的多电平电压在谐波特性方面更具优越性。为了对这一结论进行验证，本文利用三级PET实验平台分别测试两种平衡策略下CHBR交流端电压波形并分析相应的谐波特性，如图9所示。其中，图9a、图9b分别为CHBR直流电压平衡后其交流端总电压的实验波形；图9c、图9d为交流端总电压进行FFT分析后所得到的各频率谐波含量柱状图。

从实验波形中可以看到，传统脉冲补偿式电压平衡策略下CHBR各级单元交流端电压脉宽存在差异，移相合成得到的交流端总电压在单个控制周期内不对称；而功率指令补偿式电压平衡策略下的

CHBR交流端总电压不存在这一现象。对比两种策

（a）脉冲补偿式电压平衡策略下CHBR交流端总电压

（b）功率指令补偿式电压平衡策略下CHBR交流端总电压

（c）脉冲补偿式平衡策略下CHBR交流端总电压谐波特性

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（d）功率指令补偿式平衡策略下CHBR交流端总电压谐波特性

图9 两种电压平衡策略下CHBR交流端

电压波形及谐波特性

Fig.9 Experimental waveforms and harmonic characteristics of AC voltages of CHBR

略下该电压的谐波特性，可以看到功率指令补偿式电压平衡策略下CHBR交流端总电压的高次谐波，尤其是在2kHz、4kHz、8kHz附近的谐波簇含量明显较少，谐波特性较好。实验结果证明了功率指令补偿式电压平衡策略在交流端谐波特性方面的优 越性。

4 结论

级联型PET隔离级DC-DC变换器采用了基于功率反馈的双闭环控制策略，可以有效实现各级单元传输功率均衡。这种策略通过直接调节DC-DC各单元传递功率的方式来实现控制，既可以令各单元传递功率跟踪相同指令值来实现均衡，也可以对功率指令做补偿修正等处理来实现更多控制效果。

本文在这种基于功率反馈的双闭环控制策略基础上进行改进，将前级整流单元直流电压偏差作为补偿量引入到了DC-DC控制器的功率指令中，以实现对隔离级各单元间功率分配进行微调。在闭环系统稳定时，不仅各单元实际传递功率能够跟踪相应指令值，前级整流单元直流电压也能够跟踪给定的平均电压指令，进而实现PET整流侧电压自动平衡。仿真和实验验证了这种功率指令补偿式整流侧电压平衡控制策略的有效性，以及该策略相对于传统脉冲补偿式策略在交流端谐波特性方面的优越性。

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作者简介

李 响 男，1987年生，博士研究生，研究方向为电力电子与电力传动。

E-mail: 11117371@bjtu.edu.cn

郝瑞祥 男，1975年生，博士，副教授，主要研究方向为电力电子与电力传动。

E-mail: haorx@bjtu.edu.cn（通讯作者）

（编辑 陈 诚）